Схемы выходных каскадов умзч на современных транзисторах. "безупречный" умзч. Основные технические характеристики

В последнее время все чаще многие фирмы и радиолюбители используют в своих конструкциях мощные полевые транзисторы с индуцированным каналом и с изолированным затвором. Однако до сих пор непросто приобрести комплементарные пары полевых транзисторов достаточной мощности, поэтому радиолюбители подыскивают схемы УМЗЧ, в которых применены мощные транзисторы с каналами одинаковой проводимости. В журнале “Радио” опубликовано несколько таких конструкций. Автор предлагает еще одну, но со структурой, несколько отличающейся от ряда распространенных в конструкциях УМЗЧ схем.

Технические параметры:

Номинальная выходная мощность на нагрузке сопротивлением 8 Ом: 24 Вт

Номинальная выходная мощность на нагрузке сопротивлением 16 Ом: 18 Вт

Коэффициент гармоник при номинальной мощности на нагрузке 8 Ом: 0,05 %

Коэффициент гармоник при номинальной мощности на нагрузке 16 Ом: 0,03 %

Чувствительность: 0,7 В

Коэффициент усиления: 26 дБ

В классическом транзисторном УМЗЧ последние три десятка лет используется дифференциальный каскад. Он необходим для сравнения входного сигнала с выходным, возвращающимся через цепи ООС, а также для стабилизации “нуля” на выходе усилителя (в большинстве случаев питание двухполярное, и нагрузка подключена непосредственно, без разделительного конденсатора). Вторым следует каскад усиления напряжения - драйвер, обеспечивающий полную амплитуду напряжения, необходимого для последующего усилителя тока на биполярных транзисторах. Так как этот каскад относительно слаботочный, усилитель тока (повторитель напряжения) представляет собой две-три пары составных комплементарных транзисторов. В результате после дифференциального каскада сигнал проходит еще три, четыре, а то и пять ступеней усиления с соответствующими искажениями в каждой из них и задержкой. Это - одна из причин возникновения динамических искажений.

В случае использования мощных полевых транзисторов отпадает необходимость в многокаскадном усилении тока. Однако для быстрой перезарядки межэлектродной емкости затвор-канал полевого транзистора тоже требуется существенный ток. Для усиления звуковых сигналов этот ток обычно намного меньше, но в переключательном режиме на высоких звуковых частотах он оказывается заметным и составляет десятки миллиампер.

В описываемом ниже УМЗЧ реализована концепция минимизации числа каскадов. На входе усилителя - каскадный вариант дифференциального каскада на транзисторах VT2, VT3 и VT4, VT5, нагрузкой для которого применен активный источник тока с токовым зеркалом на транзисторах VT6, VT7. Генератор тока на VT1 задает режим дифференциального каскада по постоянному току. Применение последовательного включения транзисторов в каскаде, позволяет использовать транзисторы с очень высоким коэффициентом передачи тока базы, которые отличаются небольшим значением максимального напряжения (обычно UKЭmax=15 B).

Между минусовой цепью питания усилителя (истоком VT14) и базами транзисторов VT4 и VT5 включены два стабилитрона, роль которых выполняют обратно включенные переходы база-эмиттер транзисторов VT8, VT9. Сумма их напряжений стабилизации несколько меньше предельно допустимого напряжения затвор-исток VT14, так и обеспечивается защита мощного транзистора.

В выходном каскаде сток полевого транзистора VT14 подключен к нагрузке через коммутационный диод VD5. Полупериоды сигнала минусовой полярности поступают через диод на нагрузку, полупериоды плюсовой полярности через него не проходят, а поступают через транзистор VT11 для управления затвором полевого транзистора VT13, который открывается лишь в эти полупериоды.

Похожие схемы выходного каскада с коммутационным диодом известны в схемотехнике усилителей на биполярных транзисторах как каскад с динамической нагрузкой. Эти усилители работали в режиме класса В, т.е. без сквозного тока покоя. В описываемом же усилителе с полевыми транзисторами есть еще транзистор VT11, который выполняет сразу несколько функций: через него поступает сигнал для управления затвором VT13, а также образована местная обратная связь по току покоя, стабилизирующая его. Кроме того, тепловой контакт транзисторов VT11 и VT13 стабилизирует температурный режим всего выходного каскада. В результате транзисторы выходного каскада работают в режиме класса АВ, т.е. с уровнем нелинейных искажений, соответствующим большинству вариантов двухтактных каскадов. С резистора R14 и с диода VD5 снимается напряжение, пропорциональное току покоя, и подается на базу VT11. На транзисторе VT10 собран активный источник стабильного тока, необходимый для работы выходного каскада. Он является динамической нагрузкой для VT14, когда тот активен в соответствующие полупериоды сигнала. Составной стабилитрон, образованный VD6 и VD7, ограничивает напряжение затвор-исток VT13, защищая транзистор от пробоя.

Такой двухканальный УМЗЧ был собран в корпусе приемника ROTEL RX-820 взамен имеющегося там УМЗЧ. Пластинчатый теплоотвод усилен металлическими стальными стойками для увеличения эффективной площади до 500 см 2 . В блоке питания заменены оксидные конденсаторы на новые общей емкостью 12000 мкФ на напряжение 35 В. Также были использованы дифференциальные каскады с активными источниками тока (VT1-VT3) от прежнего УМЗЧ. На макетных платах собраны каскодные продолжения дифференциального каскада с токовыми зеркалами для каждого канала (VT4-VT9, R5 и R6) и активные источники тока для выходных каскадов (VT10 обоих каналов) на общей плате с общими элементами R9, VD3 и VD4. Транзисторы VT10 прижаты к металлическому шасси тыльными сторонами, чтобы обойтись без изолирующих прокладок. Выходные полевые транзисторы закреплены на общем теплоотводе площадью не менее 500 см2 через теплопроводящие изоляционные прокладки винтами. Транзисторы VT11 каждого канала смонтированы непосредственно на выводах транзисторов VT13 так, чтобы обеспечить надежный тепловой контакт. Остальные детали выходных каскадов смонтированы на выводах мощных транзисторов и монтажных стойках. В непосредственной близости от выходных транзисторов размещены конденсаторы С5, С6.

О применяемых деталях. Транзисторы VT8 и VT9 можно заменить стабилитронами на напряжение 7-8 В, работоспособными при небольшом токе (1 мА), транзисторы VT1-VT5 могут быть заменены любыми из серии КТ502 или КТ3107А, КТ3107Б, КТ3107И, причем их желательно отобрать близкими по коэффициенту передачи тока базы попарно, VT6 и VT7 можно заменить на КТ342 или КТ3102 с буквенными индексами А, Б, на месте VT11 может быть любой из серии КТ503. Заменять другими стабилитроны Д814А (VD6 и VD7) не стоит, так как ток динамической нагрузки примерно равен 20 мА, а предельный ток через стабилитроны типа Д814А равен 35 мА, так что они вполне подходят. Обмотка дросселя L1 намотана на резисторе R16 и содержит 15-20 витков провода ПЭЛ 1,2.

Налаживание каждого канала УМЗЧ начинают при отключенном на время выводе стока VT13 от цепи питания. Замеряют ток эмиттера VT10 - он должен быть примерно 20 мА. Далее подключают через амперметр сток транзистора VT13 к источнику питания, чтобы замерить ток покоя. Он не должен намного превышать 120 мА, это свидетельствует о правильной сборке и об исправности деталей. Ток покоя регулируют подбором резистора R10. После включения его следует установить сразу около 120 мА, после прогрева в течение 20-30 мин он уменьшится до 80-90 мА.

Возможное самовозбуждение устраняется подбором конденсатора С8 емкостью до 5-10 пФ. В авторском варианте самовозбуждение возникло из-за бракованного транзистора VT13 в одном из каналов. При других напряжениях питания следует пересчитать площадь теплоотвода исходя из изменения максимальной мощности в ту или другую сторону и исключить превышение допустимых параметров для используемых полупроводниковых приборов.

«Радио» №12, 2008

Написать этот материал подтолкну­ла статья в , в которой автор вся­чески критикует все, что до сих пор сделано в области разработки усили­телей звуковой частоты, и предлагает структуру своего "абсолютного" УМЗЧ. Я не согласен с автором, и поэтому, на основе проведенного анализа из­вестных наработок по отдельным уз­лам УМЗЧ , хочу представить свой вариант простого, "безупречного", по выражению Дугласа Селфа , УМЗЧ.

На сегодня известны три основ­ных недостатка биполярных транзи­сторов:

Эффект Эрли (зависимость тока коллектора от напряжения эмиттер- коллектор);

Эффект Миллера (зависимость входной емкости от коэффициента усиления);

Тепловые искажения, связан­ные с зависимостью параметров от температуры кристалла.

Общепризнанный способ борьбы с первыми двумя недостатками и отчасти с третьим - это каскодные схемы. Снижению первого эффек­та, связанного также с пульсация­ми питания УМЗЧ под нагрузкой, способствует раздельное питание драйвера и выходного каскада. Для устранения тепловых искажений необходимо застабилизировать мощность, рассеиваемую на тран­зисторе, а если это выполнить не­ возможно, то хотя бы минимизиро­вать ее колебания.

Для начала определимся с драй­вером. Как показали исследования в , а позднее и в , предельно про­стые симметричные каскодные драй­веры не уступают, а в ряде случаев превосходят по параметрам более сложные схемы с использованием дифкаскада (ДК). Поэтому и остано­вимся на каскодном драйвере.

Теперь необходимо выбрать выход­ной каскад (ВК). Наиболее простой вариант, мало чем уступающий моди­фицированному ВК Хауксфорда, - экономичный ВК Шикпаи с составны­ми транзисторами Дарлингтона, на входе которого добавлен параллель ный повторитель. В этом ВК базо - эмиттерные переходы параллельно­го повторителя задают смещение для ВК и одновременно осуществляют термостабилизацию. Для этого нуж­но выбрать транзисторы VT 12, VT 16 и VT 13, VT 1 5 одного типа и попарно обеспечить тепловой контакт.

Достоинство такого решения еще и в том, что эти транзисторы рабо­тают как токовое зеркало, и изменяя ток коллектора транзисторов парал­лельного повторителя, можно регу­лировать ток покоя выходных тран­зисторов. В таком включении иска­жения мало зависят от тока покоя выходных транзисторов, поэтому, с целью повышения КПД, его можно выставить в пределах 5...30 мА. Еще одно достоинство этого ВК в том, что он и без ООС вносит очень малые искажения .

Диоды VD 5, VD 8 улучшают термо­стабилизацию и снижают искажения, так как выходные транзисторы рабо­тают как масштабные отражатели тока с большим коэффициентом от­ражения, а диоды VD 6, VD 7 служат для ограничения минимального на­пряжения база-коллектор выходных транзисторов с целью предотвраще­ния их насыщения. Низкоомные ре­зисторы R 29, R 30 способствуют бы­строму выключению транзисторов.

В результате объединения этих двух каскадов получим схему УМЗЧ с однокаскадным драйвером, приве­денную на рис.1.

Достоинством пол­ностью симметричной схемы УМЗЧ является то, что при подборе "зер­кальных" транзисторов по статичес­кому коэффициенту передачи тока базы (для себя, любимого, можно это позволить) и одинаковых элект­ролитических конденсаторов УМЗЧ не имеет переходных процессов. Поэтому отпадает необходимость в реле задержки подключения АС.

С целью минимизации искажений, связанных с перечисленными недо­статками, сделано небольшое услож­нение схемы драйвера: добавлен каск ад для входных транзисторов и в качестве генератора стабильного тока (ГСТ) использован любимый ГСТ Дугласа Селфа с токовой ОС, в кото­ром застабилизированы токи коллек­торов транзисторов токовой обратной связи. Такой ГСТ позволяет миними­зировать влияние пульсаций питаю­щего, напряжения и, таким образом, отказаться от дополнительных источ­ников питания. Наиболее линейный участок характеристики тока стабили­зации для диода Е202 (S 202) - при падении напряжения на нем в пре­делах 5...20 (3...50) В . Падение на диоде ограничено с учетом просадки напряжения под нагрузкой с помо­щью резистора R 18. При отсутствии диода его можно заменить перемыч­кой, от этого параметры практически не пострадают.

В качестве выходных транзисторов с успехом можно использовать тран­зисторы старого образца типа КТ825, КТ827 (аналоги приведенных на схе­ме). Еще лучшие результаты можно получить с современными транзисто­рами, например, 2SD 2560,2SB 1647; 2SD 2449, 2SB 1594; 2SD 2385, 2SB 1556 и аналогичными.

Нулевое смещение на выходе УМЗЧ отрабатывает интегратор на DA 1. Благодаря дополнительной фильтрации, в звуковом диапазоне он себя никак не проявляет. Учиты­вая, что использованный ВК сам по себе имеет малые искажения, мож­но предусмотреть перемычки для работы без общей ООС, как это предложено в .

Данный усилитель - с открытым входом, поэтому перед подключени­ем к нему нормирующего усилителя необходимо убедиться в отсутствии на его выходе постоянной составляю­щей. Входное сопротивление УМЗЧ- небольшое (около 3 кОм), поэтому если на выходе нормирующего усили­теля стоит конденсатор, его емкость должна быть не менее 10 мкФ. Так как неэлектролитические конденсаторы такой емкости достаточно велики, можно составить конденсатор из двух встречно включенных полярных емко­стью по 22...47 мкФ и параллельно им неполярного емкостью 1 ...2 мкФ. Луч­ше после регулятора громкости ис­пользовать буферный повторитель (а если чувствитель­ности недостаточ­но, то нормирую­щий усилитель с К и =2...3) на ОУ и непосредственно к его выходу под­ключить УМЗЧ.

Снимем стан­дартные характе­ристики: диаграм­му Боде без кон­денсатора С1, не­линейные иска­жения на часто­тах 1, 10 и 20 кГц, а также посмот­рим, нет ли видимых искажений фор­мы сигнала на частоте 100 кГц.

Диаграмма Боде показана на рис.2. Из нее видно, что усилитель доста­точно широкополосен: частота среза -около 500 кГц при частоте единич­ного усиления 2 МГц. Небольшой выброс в области 400 кГц обуслов­лен работой двухполюсной коррек­ции. Запас по амплитуде - 18 дБ, запас по фазе - около 60°, что яв­ляется оптимальным значением.

Вносимые нелинейные искажения при амплитуде сигнала на выходе 30 В на частотах 1,10 и 20 кГц соот­ветственно равны 0,0005, 0,001 и 0,003%. В качестве примера на рис.3 показан спектр искажений на часто­те 10 кГц.

Как видно из рисунка, в спектре имеются только 2-я и 3-я гар­моники. Уровень ближайшей гармо­ники, попадающей в звуковой диапа­зон, составляет те же 0,0005 %, как и на частоте 1 кГц.

Проверим скорость нарастания сигнала: нет ли каких-либо видимых искажений на полной мощности на частоте 100 кГц (рис.4)?

Как видим, и здесь все в порядке. При провер­ке УМЗЧ меандром частотой 2 кГц (без конденсатора С1) выяснилось, что на полках наблюдаются неболь­шие выбросы по окончании фрон­та. Но с установкой конденсатора С1 на место, полки меандра абсо­лютно ровные, а фронты сигнала достаточно крутые.

Вторая модификация УМЗЧ, на ко­торую также хочется обратить внима­ние, показана на рис.5. В ней количе­ство элементов такое же, как и в схе­ме на рис.1, но выходной каскад драй­вера, как и входной, - каскодный.

Предлагаемый автором усилитель отличается применением комбинированной обратной связи (по току и напряжению на нагрузке), что даёт возможность выбора выходного сопротивления для конкретной АС в широком интервале - от нуля до десятков ом. Высокая линейность во всей полосе звуковых частот позволяет использовать такой УМЗЧ для широкополосного усиления звуковых сигналов при мощности более 100 Вт. Описываемый усилитель имеет довольно высококачественные параметры, способствующие хорошему звучанию, и может быть рекомендован для построения высококачественных звуковоспроизводящих систем. Возможность регулировки выходного сопротивления усилителя в интервале от нуля до нескольких десятков ом позволяет улучшить качество звучания акустической системы . Это делает УМЗЧ идеальным для работы с сабвуфером, выполненным в закрытом корпусе (без фазоинвертора). Повышение выходного сопротивления позволяет поднять уровень нижних частот и уменьшить нижнюю граничную частоту сабвуфера. Иногда повышенное выходное сопротивление УМЗЧ способствует восприятию звучания системы УМЗЧ-АС, близкого к "мягкому ламповому звуку" .

Максимальная выходная мощность, Вт,

на нагрузке 4 Ом 150

на нагрузке 8 Ом 120

Коэффициент гармонических искажений при выходной мощности 60 Вт на частоте 1 кГц, %,

не более 0,005

Коэффициент интермодуляционных искажений на частотах 60 Гц/7 кГц, %, не более 0,005

Коэффициент интермодуляционных искажений на частотах 18/19 кГц, %, не более 0,005

Скорость нарастания выходного напряжения, В/мкс, не менее 15

Выходное сопротивление, Ом 0...20

Коэффициент интермодуляционных искажений измерен двумя методами: по методу SMPTE на частотах 60 Гц и 7 кГц при соотношении амплитуд 4:1, а также на частотах 18 и 19 кГц при соотношении амплитуд 1:1. Принципиальная схема усилителя показана на рис. 1.

Она построена по структуре, близкой к структуре УМЗЧ Лина . Входной дифференциальный каскад на транзисторах VT3 и VT4 для получения максимального усиления, симметрии и скорости нарастания выходного напряжения нагружен на токовое зеркало на транзисторах VT1 и VT2. Резисторы R5 и R6 в эмиттерах увеличивают линейность каскада и его перегрузочную способность, а такжеснижают влияние разброса параметров транзисторов. Источник тока на транзисторах VT5, VT6 (по сравнению с резистором, который иногда применяют в этом месте) снижает уровень интермодуляционных искажений. Эмиттерный повторитель на транзисторе VT7 повышает усиление драйверного каскада по току. Транзистор VT9 служит для термостабилизации тока покоя выходных транзисторов VT11, VT12 при повышении их температуры. Повышенное выходное сопротивление достигается с помощью комбинированной отрицательной обратной связи (ОOC) - по напряжению и по току . Сигнал ООС по напряжению снимается с выхода усилителя и через резистор R20 подаётся на базу транзистора VT4. Сигнал ООС по току снимается с резистора - датчика тока R27 и подаётся на базу транзистора VT4 через резистор R21. Несколько необычное включение цепи R9C4 используется для устра­нения заметного постоянного напряжения на нагрузке из-за ООС по току. Экспериментальный образец усилителя был подвергнут испытаниям для оценки реальных характеристик. Для измерения искажений использовались звуковая карта EMU0404 и программа SpectraPLUS-SC . Поэтому измеренные уровни искажений на самом деле соответствуют системе звуковая карта + усилитель. На рис. 2 показана частотная характеристика суммарного коэффициента гармоник усилителя.

По горизонтали на ней откладывается значение частоты тестового тона, на которой измерялся уровень искажений. При измерениях использовался режим с разрядностью ЦАП/АЦП 24 бита и частотой дискретизации 192 кГц. Возникающие при измерениях гармоники учитывались в полосе до 90 кГц, что очень важно для правильного определения величины К, на высоких частотах. Рост искажений на высоких частотах обусловлен в основном снижением глубины ООС с ростом частоты. Вторая из основных причин - рост искажений входного каскада из-за повышения его выходного напряжения, которое вызвано снижением усиления каскада на транзисторе VT8 . Как видно, коэффициент гармоник даже на высоких частотах невелик. На рис. 3 показан спектр искажений на частоте 1 кГц.

Как видно, в нём присутствуют только первые три гармоники, остальные - ниже порога измерений. Такой узкий спектр искажений хорошо сказывается на качестве звучания, в результате в усилителе полностью отсутствует "транзисторный звук". На рис. 4 показан спектр интермодуляционных искажений, измеренных на частотах 18 и 19 кГц при соотношении амплитуд 1:1.

Это - один из наиболее жёстких тестов, позволяющих оценить линейность усилителя на высоких частотах, где глубина ООС существенно снижается. Тест позволяет выявить нелинейность или плохие высокочастотные свойства усилителя. Как видно из рис. 4, амплитуда разностной частоты f 1 кГц очень мала, что говорит о высокой линейности усилителя. Число боковых частот, отличающихся от тестовых на величину 1 кГц, также невелико. Это говорит о том, что спектр искажений остаётся узким ("мягким") даже на высоких частотах. Все измерения искажений проводились при выходной мощности 60 Вт на нагрузке 6 Ом при питании усилителя от штатного блока питания. Результатыизмерений показывают, что по уровню искажений данный усилитель не только не уступает многим дорогим и именитым промышленным моделям, но и превосходит их . Для более наглядного сравнения описываемого усилителя с представленными в на рис. 5 показана зависимость коэффициента гармоник на частоте 1 кГц и нагрузке 4 Ом от выходной мощности УМЗЧ с блоком питания, рассчитанным на мощность 80 Вт в нагрузке.

Выходное сопротивление (Rвых) усилителя при указанных номиналах элементов цепей ООС можно изменять не только выбором резистора R21, но и R27. Регулировочная зависимость от сопротивления R21 показана на рис. 6.

Для получения большего выходного сопротивления следует воспользоваться программой расчёта комбинированной ООС на FTP-сервере редакции . Если повышения этого параметра не требуется, то резистор R21 следует исключить, а резистор R27 заменить проволочной перемычкой.Конструкция и детали. Усилитель собран на печатной плате, показанной со стороны печатных проводников на рис. 7.

На этой стороне припаян резистор R12, предназначенный для поверхностного монтажа типоразмера 1208, но можно установить и резистор с аксиальными выводами. Серым цветом на рис. 7 показаны отрезки медного провода сечением 2,5 мм2, припаянные на печатный проводник для уменьшения его сопротивления. На рис. 8 показано расположение корпусных элементов.

Конденсатор С12 припаян к выводам резистора R20. Если усилитель используется в стерео или многоканальном варианте, то желательно использовать резисторы, входящие в цепь ООС (R9, R20, R21), высокой точности (отклонение не более ±1 %) либо подобрать их с одинаковым сопротивлением для всех каналов. Резисторы R24, R25, R27 - проволочные SQP-5 (SQP500JBR15,SQP-5W-R1 5-J) от YAGEO или китайского производства. Конденсаторы С2, СЗ, С12 - керамические с ТКЕ группы NPO, а С1, С7, С9, С10 - плёночные на напряжение не менее 63 В. Номиналы всех оксидных конденсаторов соответствуют применению усилителя совместно с сабвуфером.. Если же доступны малогабаритные плёночные конденсаторы, например, фирмы Epcos, то ёмкость конденсаторов С7 и С10 желательно увеличить до 1 мкФ. Оксидные конденсаторы С5, C6, C8, C11 - любые качественные (с малым эквивалентным последовательным сопротивлением). В позиции С4 можно использовать и полярный оксидный конденсатор, но при этом нужно измерить полярность постоянной составляющей на выходе усилителя после сборки и перепаять конденсатор С4 в соответствии с этой полярностью. В процессе работы конденсаторы не нагреваются, так что выгоднее использовать конденсаторы с допустимой температурой 85 °С - их свойства немного лучше.Комплементарные транзисторы 2N5551 и 2N5401 можно заменить на 2CS2240 и 2SA970, a 2SA1930 и 2SC5171 - на 2SA1358 и 2SC3421 либо (что несколько хуже) на 2SB649 и 2SD669. Транзистор VT9 - любой структуры п-р-п в изолированном корпусе ТО-126. В качестве выходных можно использовать пару транзисторов IRFP240/IRFP9240. Мощные транзисторы размещают на теплоотводах с эффективной площадью не менее 700 см2 на каждый. Их изолируют слюдяными прокладками или специальными теплопроводящими плёнками. Для улучшения теплоотвода необходимо использовать теплопроводную пасту. Усилитель - достаточно высокочастотное устройство, поэтому для снижения возможных помех от средств мобильной связи рекомендуется использовать на всех кабелях (входных, акустических и питания) ферритовые кольца. Напряжение питания усилителя ограничивается в основном допустимым напряжением его полупроводниковых приборов и конденсаторов и не должно превышать +/-55 В. При установке конденсаторов в цепи питания (С5-С8, С10, С11) на рабочее напряжение 80 В напряжение питания можно увеличить до +/-65 В. Однако подобное повышение напряжения питания не рекомендуется для работы с низкоомной нагрузкой (4 Ом).Налаживание правильно собранного усилителя заключается в установке резистором R16 тока покоя выходных транзисторов в пределах 230...250 мА. После прогрева на холостом ходу ток покоя необходимо подкорректировать. Ток покоя определяется по величине напряжения между истоками выходных транзисторов. Важную роль в работе усилителя играет его источник питания. Он же определяет такие параметры усилителя, как максимальная выходная мощность, перегрузочная способность, уровень фона и даже величина искажений. Схема блока питания усилителя приведена на рис. 9.

Конденсатор С1 подавляет импульсные помехи, проникающие из сети. Резисторы R1 и R2 служат для разрядки конденсаторов фильтра при выключении питания. В выпрямителе можно применить интегральный диодный мост либо отдельные диоды. Хорошие результаты даёт применение диодов Шоттки. Максимальное обратное напряжение диодов должно быть не менее 150-200 В, максимальный прямой ток зависит от выходной мощности усилителя и числа его каналов. Для сабвуфера и стереоусилителя с выходной мощностью не более 80 Вт максимальный прямой ток диодов не должен быть меньше 10 А (например, диодные мосты RS1003-RS1007 или КВРС4002- КВРС4010). При большей выходной мощности и/или большем числе каналов усиления выпрямительные диоды должны быть рассчитаны на прямой ток не менее 20 А, например, диодные мосты КВРС4002-КВРС4010, КВРС5002- КВРС5010 или диоды Шоттки 20CPQ150, 30CPQ150 с параллельным включением обоих диодов в корпусе. В этом случае рекомендуется увеличить суммарную ёмкость конденсаторов фильтра до 30000 мкФ на плечо. Для дальнейшего уменьшения импульсных помех, приходящих из сети, можно каждый из диодов зашунтировать конденсатором 0,01 мкФ на напряжение не менее 100 В. Для выбора необходимой габаритной мощности трансформатора и напряжения на его вторичных обмотках, в зависимости от требуемой максимальной выходной мощности усилителя, можно воспользоваться графиками на рис. 10.

Чёрными линиями показаны графики минимальной мощности трансформатора. Сплошная линия соответствует стереоусилителю» штриховая - сабвуферу. Цветные линии - напряжение на каждой из вторичных обмоток. Может показаться странным тот факт, что мощность трансформатора стереоусилителя меньше его удвоенной выходной мощности. Здесь имеется в вводу минимальная мощность трансформатора, достаточная для нормальной работы усилителя: пикфактор звуковых сигналов составляет 12...16 д Б, поэтому максимальная выходная мощность усилителя достигается сравнительно редко и на короткое время. Значит, средняя выходная мощность и потребляемый от блока питания ток получаются в несколько раз меньше максимальной. Поэтому и средняя мощность» потребляемая от трансформатора, в несколько раз меньше максимальной. Трансформатор рассчитан на эту среднюю выходную мощность плюс кратковременные пики максимальной мощности, причём с некоторым запасом. Можно использовать трансформатор с габаритной мощностью, большей, чем показано на рис. 10, но превышать эту мощность более чем в два раза смысла уже нет. Усилитель не содержит узла защиты акустической системы, поэтому для защиты её от постоянного напряжения можно использовать любой из описан­ных в журнале конструкций или упоминаемых на этом сайте.

Радио №10 2016г стр. 8

Транзисторный УМЗЧ с дифкаскадом (ДК) на входе традиционно строится по трех каскадной схеме: ДК входной усилитель напряжения; усилитель напряжения; выходной двух тактный усилитель тока. При этом наибольший вклад в спектр искажений вносит именно выходной каскад. Это, в первую очередь, искажения типа "ступенька", коммутационные искажения, усугубляемые наличием сопротивлений в эмиттерных (истоковых) цепях, а также тепловые искажения, которым до недавних пор не придавали должного внимания. Все эти искажения, будучи сдвинутыми по фазе в цепях отрицательной обратной связи, способствуют формированию широкого спектра гармоник (вплоть до 11 й). Это и обусловливает в ряде неудачных разработок характерное транзисторное звучание.

По всем каскадам на сегодняшний день накоплен огромный набор схемотехнических решений от простых несимметричных каскадов до сложных полностью симметричных. Тем не менее, поискирешений продолжаются. Искусство схемотехники в том и заключается, чтобы простыми решениями добиться хорошего результата. Одно из таких удачных решений опубликовано в . Авторы отмечают, что режим работы наиболее распространенных выходных каскадов с общим коллектором задается напряжением на эмиттерных переходах, которое сильно зависит как от тока коллектора, так и от температуры. Если в маломощных эмиттерных повторителях можно стабилизировать напряжение база эмиттер путем стабилизации тока коллектора , то в мощных выходных каскадах класса АВ это сделать практически невозможно.

Схемы термостабилизации с термочувствительным элементом(чаще всего транзистор) даже при установке последнего на корпусодного из выходных транзисторов инерционны и могут отслеживать только среднее изменение температуры кристалла, но не мгновенное, что приводит кдополнительной модуляции выходного сигнала. В ряде случаев схемы термостабилизации являются источником мягкого возбужденияили подвозбуждения, что тоже придает звучанию определенное окрашивание. Для принципиального решения этой проблемыавторы предложили выполнить выходной каскад по схеме с ОЭ (идея не нова, см. например ). В результате, в отличие от традиционного трех каскадного построения (каждый каскад со своей частотой среза и своим с пектром гармоник), получился всего двухкаскадный усилитель. Его упрощенная схема показана на рис.1.

Первый каскад выполнен по традиционной схеме ДК с нагрузкой в виде токового зеркала. Симметричный съем сигнала с ДК с помощью токового зеркала (встречная динамическая нагрузка) позволяет получить вдвое большее усиление с одновременным уменьшением шумов. Выходное сопротивление каскада при таком съеме сигнала достаточно высокое, что обусловливает его работу в режиме генератора тока. В этом случае ток вцепи нагрузки (базы транзистора VT8 и эмиттера транзистора VT7)мало зависит от входного сопротивления и определяется, в основном, внутренним сопротивлением источника тока. Эмиттерные токи транзисторов VT8, VT9 являются базовыми для транзисторов VT10, VT11. Генератор тока I2 и схема сдвига уровня на транзисторах VT5 VT7 задают и стабилизируют начальный ток транзисторов VT8 VT11 независимо от их температуры.

Рассмотрим подробнее работу схемы управления током выходных транзисторов. Переходы база эмиттер транзисторов VT5 VT8 образуют между выходом источника тока I2 и базой транзистора VT10 две параллельные цепи. Это не что иное, как сложный масштабный отражатель тока. Принцип работы простейшего отражателя тока основан на том, что конкретному значению тока коллектора (эмиттера) соответствует вполне определенное падение напряжения на его базо эмиттерном переходе и наоборот, т.е. если это напряжение приложить к базо эмиттерному переходу другого транзистора с такими же параметрами, то его ток коллектора будет равен току коллектора первого транзистора. Правая цепь (VT7, VT8) состоит из базо эмиттерных переходов с разными токами коллектора (эмиттера). Чтобы заработал принцип "отражателя тока" левая цепь должна быть зеркальной по отношению к правой,т.е. содержать идентичные элементы. Для того чтобы ток коллектора транзистора VT6 (он же ток генератора тока I2) соответствовал току коллектора транзистора VT8, падение напряжения на базо эмиттерном переходе транзистора VT5, в свою очередь, должно быть равно падению напряжения на базо эмиттерном переходе транзистора VT7.

Для этого в реальной схеме (рис.2) транзистор VT5 заменен составным транзистором по схеме Шиклаи. На основании выше изложенного напрашивается выполнение следующих условий:

• статические коэффициенты передачи тока транзисторов VT7, VT8, VT11 (VT12) должны быть равны;
• статические коэффициенты передачи тока транзисторов VT9 и VT10 также должны быть равны между собой, а еще лучше, если все 6 транзисторов (VT7 VT12) будут иметь одинаковые характеристики, что трудно выполнимо при ограниченном количестве транзисторов, имеющихся в наличии;
• в качестве транзисторов VT8, VT9 необходимо отобрать транзисторы с минимальным базо эмиттерным напряжением (с учетом разброса параметров), поскольку эти транзисторы работают при пониженном напряжении эмиттер коллектор;
• произведения статических коэффициентов передачи тока транзисторов VT11, VT13 и VT12, VT14 также должны быть близкими.

Таким образом, если мы хотим задать ток коллектора транзисторов VT13, VT14 равным 100 мА и имеем выходные транзисторы с h21э=25, то ток генератора тока на транзисторе VT6 должен составлять: Iк(VT6)/h21э=100/25=4 мА, что и определяет сопротивление резистора R11 около 150Ом (0,6 В/0,004 А=150 Ом).

Поскольку выходной каскад управляется выходным током ДК, общий эмиттерный ток смещения выбран достаточно большим около 6 мА (определяется резистором R6), он же определяет и максимально возможный выходной ток ДК. Отсюда можно рассчитать и максимальный выходной ток усилителя. Например, если произведение коэффициентов усиления по току выходных транзисторов равно 1000, то максимальный выходной ток усилителя будет близок к 6 А. Для заявленного максимального выходного тока 15 А коэффициент усиления выходного каскада по току должен быть соответственно не менее 2500, что вполне реально. Более того, с целью повышения нагрузочной способности ДК общий эмиттерный ток смещения можно увеличить до 10 мА, уменьшив сопротивление резистора R6 до 62 Ом.

В приведены следующие технические характеристики усилителя:

• Выходная мощность в полосе до 40 кГц на нагрузке 8 Ом- 40 Вт.
• Импульсная мощность на нагрузке 2 Ом- 200 Вт.
• Амплитудное значение неискаженного выходного тока- 15 А.
• Коэффициент гармоник на частоте 1 кГц (1 Вт и 30 Вт, рис.3)- 0,01%
• Скорость нарастания выходного напряжения- 6 В/мкс
• Коэффициент демпфирования, не менее- 250

График зависимости коэффициента гармоник при выходной мощности 1 Вт (кривая а) и при выходной мощности 30 Вт (кривая b) на нагрузке 8 Ом показан на рис.3. В комментариях к схеме утверждается, что усилитель имеет высокую стабильность, в нем отсутствуют "переключательные искажения", а также гармоники высших порядков.

Прежде чем собрать опытный образец усилителя схема была смакетирована виртуально и исследована с помощью программы Multisim 2001. Поскольку в базе данных программы не оказалось указанных в схеме выходных транзисторов, они были заменены ближайшими аналогами отечественных транзисторов КТ818, КТ819. Исследования схемы (рис.4) дали результаты, несколько отличные от приведенных в . Нагрузочная способность усилителя оказалась ниже заявленной, а коэффициент гармоник более чем на порядок хуже. Недостаточным оказался и коэффициент запаса по фазе всего 25°. Наклон АЧХ в районе 0 дБ близок к 12 дБ/окт., что также говорит о недостаточной устойчивости усилителя.

В целях опытной проверки был собран макет усилителя иустановлен в гитарный комбик рок группы "Афазия". Для увеличения устойчивости усилителя емкость коррекции увеличена до 2,2 нФ. Натурные испытания усилителя в сравнении сдругими усилителями подтвердили его достоинства и усилитель получил высокую оценку музыкантов.

Технические параметры усилителя

• Полоса пропускания на уровне 3 дБ-15 Гц-190 кГц
• Коэффициент гармоникна частоте 1 кГц (25 Вт, 8 Ом)-0,366%
• Частота единичного усиления-3,5 МГц
• Запас по фазе- 25°

Строго говоря, приведенные рассуждения по поводу токового управления выходным каскадом справедливы для усилителя с разомкнутой ООС. При замкнутой ООС в соответствии с ее глубиной уменьшается не только выходное сопротивление усилителя в целом, но и всех его каскадов, т.е. они посути начинают работать как генераторы напряжения.

Поэтому с целью получения заявленных в технических характеристик усилитель был доработан до вида рис.5, а результат его исследования приведен на рис.6. Как видно из рисунка, в схему добавлено всего два транзистора, которые образуют двухтактный гибридный повторитель класса А. Введение буферного каскада с высокой нагрузочной способностью позволило более эффективно использовать усилительные свойства ДК по напряжению и существенно повысить нагрузочную способность усилителя в целом. Увеличение усиления с разорванной ООС благоприятно сказалось и на уменьшении коэффициента гармонических искажений.

Увеличение емкости коррекции с 1 нФ до 2,2 нФ хоть и сузило полосу пропускания сверху до 100 кГц, но зато увеличило запас по фазе на 30° и обеспечило наклон АЧХ в области единичного усиления 6 дБ/окт., что гарантирует хорошую устойчивость усилителя.

В качестве испытательного сигнала на вход усилителя подавался сигнал типа "меандр" частотой 1 кГц (калибровочный сигнал от осциллографа). Выходной сигнал усилителя неимел ни завала фронтов, ни выбросов на фронтах сигнала,т.е. полностью соответствовал входному.

Технические характеристики доработанного усилителя

• Полоса пропускания на уровне 3 дБ- 8 Гц-100 кГц
• Частота единичного усиления- 2,5 МГц Запас по фазе- 55°
• Коэффициент усиления- 30 дБ
• Коэффициент гармоник на частоте1 кГц (25 Вт, 8 Ом)- 0,007%
• Коэффициент гармоник на частоте1 кГц (50 Вт, 4 Ом)- 0,017%
• Коэффициент гармоник при Ku=20 дБ- 0,01%

С целью натурных испытаний доработанного усилителя было изготовлено два образца в габаритах платы усилителя "Лорта 50У 202С" (он же "Амфитон 001") и установлено в указанный усилитель. Одновременно был доработан регулятор громкости в соответствии с .

В результате доработки хозяин усилителя полностью отказался от регулятора тембра, а натурные испытания показали его явное преимущество над прежним усилителем. Звучание инструментов стало более чистым и натуральным, сталичетче формироваться кажущиеся источники звука (КИЗ), онистали как бы более "осязаемыми". Заметно повысилась и неискаженная выходная мощность усилителя. Термостабильность усилителя превзошла все ожидания. После двухчасового испытания усилителя на выходной мощности, близкой к максимальной, боковые теплоотводы оказались практически холодными, в то время как с прежними усилителями дажев отсутствие сигнала усилитель, будучи оставленным вовключенном состоянии, достаточно сильно разогревался.

Конструкция и детали
Плата (с элементами на просвет) усилителя, предназначенного для установки в усилитель "Лорта", показана на рис.7. В плате предусмотрены места для установки диодного моста и резистора R43 из старой схемы, а также места для установки токо выравнивающих базовых и эмиттерных резисторов для спаренных выходных транзисторов. В нижней части платы зарезервированы места для установки элементов активного источника тока (АИТ) в виде отражателя тока, состоящего из токо задающего резистора сопротивлением 75 кОм с выхода УМ, двух транзисторов типа КТ3102Б и двух резисторов по 200 Ом для активного выключения нижнего плеча усилителя (в опытном образце не устанавливались). Конденсаторы С4, С6 типа К73 17. Емкость конденсатора С2 можно безболезненно увеличить до 1 нФ, при этомчастота среза входного фильтра НЧ будет 160 кГц.

Транзисторы VT13, VT14 снабжены небольшими алюминиевыми флажками толщиной 2 мм. Транзисторы VT8 и VT12для лучшей термостабилизации усилителя установлены пообе стороны общего флажка, причем транзистор VT8 черезслюдяную прокладку или эластичный тепло проводящий изолятор типа "Номакон Gs" ТУ РБ 14576608.003 96. Что касается параметров транзисторов, то они подробно оговорены выше. В качестве транзисторов VT1, VT5 можно использовать транзисторы КТ503Е, а вместо транзисторов VT2, VT3 транзисторы типа КТ3107 с любым буквенным индексом. Желательно, чтобы статические коэффициенты усиления тока транзисторов были попарно равны с разбросом не более 5%, а коэффициенты усиления транзисторов VT2, VT4 были несколько больше или равны коэффициентам усиления транзисторов VT1, VT5.

В качестве транзисторов VT3, VT6 можно использовать транзисторы типов КТ815Г, КТ6117А, КТ503Е, КТ605. Транзисторы VT8, VT12 можно заменить транзисторами типа КТ626В. При этом транзистор VT12 крепится на флажок, атранзистор VT8 на транзистор VT12. Под головку винта состороны транзистора VT8 следует подложить тексто литовую шайбу. В качестве транзистора VT10 из отечественных полевых транзисторов наилучшим образом подходит транзистор типа КП302А, 2П302А, КП307Б(В), 2П307Б(В). Желательно подобрать транзисторы с начальным током стока 7-12 мА и напряжением отсечки в пределах (0,8-1,2) В. Резистор R15 типа СП3 38б. Транзисторы VT15, VT16 можно заменить соответственно КТ837 и КТ805, а также КТ864 и КТ865 с более высокочастотными характеристиками. Плата разрабатывалась для установки спаренных выходных транзисторов (КТ805, КТ837). Для этой цели в плате предусмотрены места для установки как базовых (2,2-4,3 Ом), так и эмиттерных (0,2-0,4 Ом) токо выравнивающих резисторов. В случае установки одиночных выходных транзисторов вместо токо выравнивающих резисторов следует запаять перемычки или сразу распаять провода выходных транзисторов в соответствующие места платы. Вопытном образце оставлены "родные" выходные транзисторы, только их пришлось поменять местами.

В усилителе желательно увеличить емкости по питанию (в исходном усилителе в каждом плече по 2.2200 мкФ.50 В) Как минимум, желательно добавить в каждое плечо еще по 2200 мкФ, а еще лучше заменить конденсатором 10000мкФ. 50 В. На 50 В зарубежные конденсаторы относительно дешевы.

Налаживание
Прежде чем подключать выходные транзисторы, необходимо временно припаять на место базо эмиттерных переходов выходных транзисторов любые диоды средней мощности (например, КД105, КД106), подать питание на плату и, не подключая нагрузку, убедиться, что усилитель отрабатывает среднюю точку. Подайте на вход усилителя сигнал и убедитесь с помощью осциллографа, что на "холостом ходу" он усиливается без искажений и возбуждения. Это говорит оправильности монтажа и исправности всех элементов усилителя. Только после этого можно впаять выходные транзисторы и приступить к установкеих тока покоя.

Для установки тока покоя необходимо выставить движок резистора R15 в нижнее по схеме положение, снять предохранитель в одном из плеч усилителя и вместо него включить амперметр. Ток потребления выставляют под строечным резистором R15 в пределах 110-130 мА (с учетом тока ДК около 6 мА и тока буферного повторителя около 3-5 мА). Затем проверяют чувствительность усилителей и при необходимости корректируют резисторы ОС.

После этого можно приступать к различным исследованиям, если, конечно, позволяет оборудование лаборатории радиолюбителя. Для этой цели можно воспользоваться прямым входом усилителя, сняв с него заглушку перемычку на задней стенке усилителя.

Литература

1. Дайджест УМЗЧ//Радиохобби. 2000. №1. С.8 10.
2. Петров А. Сверхлинейный ЭП с высокой нагрузочной способностью//Радіоаматор. 2002. №4. С.16.3.
3. Дорофеев М. Режим В в усилителях мощности ЗЧ//Радио. 1991. №3. С.53 56.
4. Петров А. Доработка регулятора громкости усилителя "Лорта 50У 202С"//Радіоаматор. 2000. №3. С.10

Выбираем структурную схему усилителя мощности. Она представлена на рисунке 2. Входной каскад выполнен на транзисторе VT1 , включенный с общим эмиттером. Резистор R4 является нагрузкой первого каскада усиления. С него усиленный сигнал поступает на базу транзистора VT2 , являющимся промежуточным каскадом усиления. Выходной каскад собран на биполярных транзисторах VT7 …VT10 по схеме Дарлингтона. Таким образом, усилитель мощности является трёхкаскадным. Составим примерную схему будущего усилителя мощности:

Рисунок 2 - Ориентировочная схема УМЗЧ

Максимальное напряжение на выходе и максимальный выходной ток рассчитываются по выходной мощности PL = 5 Вт. и сопротивлению нагрузки RL = 4 Ом.

Выходной каскад

Традиционно работу и расчёт усилителя мощности начинают рассматривать с выходного каскада, так как от схемы выходного каскада существенно зависят многие параметры УМЗЧ такие как: энергетические показатели, нелинейные искажения, надёжность и т.д. Выходной каскад представляет собой эмиттерный повторитель на комплементарных транзисторах, включённых по схеме Дарлингтона. В этом каскаде нагрузка подключается к коллекторам выходных транзисторов. Выходной каскад УМЗЧ представлен на рисунке 3.

Рисунок 3 - Выходной каскад УМЗЧ

Необходимое напряжение питание EП усилителя мощности найдём, исходя из формулы мощности:

Из получившейся пропорции находим:

При найдём EП ;

Выберем напряжение питания немного больше, учитывая погрешности при расчете и потери мощности питания на входном и промежуточном каскадах. Примем

Выходной каскад служит усилителем тока и в общем виде может рассматриваться как преобразователь импедансов, согласующий низкоомный выход каскада с нагрузочным сопротивлением.

Мощность выходных каскадов лежит обычно в пределах от 50мВт. до 100Вт. И более, поэтому при расчете усилителей всегда следует учитывать рассеиваемую транзисторами мощность.

Напряжение пробоя выходных транзисторов VT 8 и VT 10 должно быть:

Максимальная мощность рассеяния транзисторов VT 8 и VT 10 при активной нагрузке и гармоническом сигнале на входе равно:

Ток короткого замыкания выходных транзисторов равен:

Таким образом, при известных значениях параметров по справочным данным выбираем комплементарную пару выходных транзисторов: VT 8 - КТ 816В, VT 10 - КТ 817В.

По максимальному выходному току Imax и минимальному усилению по току B0 = 25, выбранного типа транзисторов VT 8 и VT 10, рассчитываем ток коллектора транзисторов VT 7 и VT 9:

Такому коллекторному току соответствует маломощный кремниевый транзистор КТ 3102Б - структуры n-p-n и маломощный кремниевый транзистор КТ 3107Б - структуры p-n-p .

В качестве транзистора VT 2 (транзистора промежуточного каскада) можно использовать практически любой маломощный низкочастотный транзистор. Следует только обратить внимание на предельное напряжение коллектор-эмиттер, которое не должно быть меньше, чем. Такому напряжению соответствует транзистор типа КТ 3107Б у которого максимальное напряжение коллектор-эмиттер равняется 45В.

Перейдём к рассмотрению и расчёту защиты от токовой перегрузки и короткого замыкания выхода. Из-за малого выходного сопротивления усилитель мощности легко может быть перегружен по току нагрузки и выведен из строя за счёт перегрева выходных транзисторов. Конструктивные меры повышения надёжности, такие как выбор транзисторов с большим запасом по мощности рассеяния, увеличение площади теплоотводящей поверхности, приводят к удорожанию конструкции и ухудшению её массогабаритных показателей. Поэтому целесообразно использовать схемотехнические способы повышения надёжности, вводя в усилитель мощности цепи защиты от токовых перегрузок и коротких замыканий выхода.

Рассмотрим принцип действия защиты выходного каскада УМЗЧ от токовой перегрузки и короткого замыкания выхода. Схема защиты состоит из транзисторов VT 5 и VT 6 и резисторов R 10…R 13. Схема защиты представлена на рисунке 4. Работает цепь защиты следующим образом.

При достаточно малом токе нагрузки транзистор VT 5 заперт, так как падение напряжения на резисторе R 11 недостаточно для его открывания, и цепь защиты практически не оказывает влияния на работу усилителя мощности. При увеличении тока нагрузки растёт падение напряжения на резисторе R 11 (для положительной полуволны; для отрицательной полуволны выходного напряжения будет увеличиваться падение напряжения на резисторе R 12). При достижении напряжения падающего на резисторе R 11, порога UБЭ ПОР открывания транзистора VT 5 он отпирается, забирая на себя часть тока источника, тем самым стабилизируя максимальный ток нагрузки. Номиналы резисторов R11 и R12 рассчитаем по формуле:

Резисторы R 11 и R 13 имеют малое сопротивление (100…150 Ом) и служат для ограничения тока базы транзисторов VT 11 VT 13. Резисторы R 11 и R 13 практически не влияют на работу цепи защиты.

Рисунок 4 - Схема защиты выходного каскада УМЗЧ от токовой перегрузки и короткого замыкания выхода.

Далее перейдем к рассмотрению схемы температурной стабильности тока покоя выходного каскада УМЗЧ. Существует достаточно много различных схемотехнических приёмов обеспечения температурной стабильности тока покоя выходных транзисторов. Все они в конечном счете требуют создания теплового контакта элементов стабилизирующей цепи либо с корпусом транзисторов, либо с теплоотводящей поверхностью. Еще один пример построения выходного каскада усилителя мощности с температурной стабилизацией тока покоя выходных транзисторов приведен на рисунке 4. Преимущество данного способа заключается в том, что на теплоотводящую поверхность помещается только один термочувствительный элемент - транзистор VT 4. Условие, из которого выбирают номиналы резисторов R 6 и R 8:

В общем случае отношение должно быть численно на единицу меньше количества p-n переходов в контуре. Резистор R 8 выполняется переменным для обеспечения установки требуемого тока покоя транзисторов выходного каскада усилителя мощности. Выберем номиналы сопротивлений R 6 и R 8, учитывая, что их отношение должно быть примерно равняться трём, так в выходном каскаде стоят четыре транзистора (т.е. имеется четыре p-n перехода). Возьмём сопротивление R 6 равным 1000 Ом, тогда R 8 будет равным:

Для расчёта резистора R7, воспользуемся выражением:

рассчитаем R 7.